一    簡單FF ，
               今天心情莫名奇妙的失落，希望越大，失望越大

二、功率回退法的設(shè)計(jì)依據(jù)與實(shí)現(xiàn)
    在輸入等幅雙頻信號的情況下，采用冪級數(shù)分析［1］，功率放大器在1　dB壓縮點(diǎn)的互調(diào)系數(shù)為20lgIM3（dBc）=-23.75dBc。進(jìn)一步分析可以發(fā)現(xiàn)任意輸入功率的三階互調(diào)系數(shù)滿足公式：
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　　從公式（1）可以看出，輸入功率如果從Pin（1dB）回退1dB，則IM3可以改善2dB，因此選擇Pin（1dB）比較大的管子，而使輸入功率使用在遠(yuǎn)小于1 dB壓縮點(diǎn)的電平上，是功率回退法的主要設(shè)計(jì)依據(jù)。
　　本功率放大器用于W-CDMA基站，工作頻率為2.14 GHz，輸出功率40dBm，增益為40dB。
　　根據(jù)功率回退法的要求，功放的每一級都應(yīng)選用比實(shí)際使用功率大8 dB以上的管子，根據(jù)增益的要求，我們采用四級級聯(lián)放大的方案，實(shí)際框圖如圖1所示。��

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　　前面兩級使用STANFORD公司的單片集成SMA-686和FET功率管SHF-0289，第三級使用AMCOM公司的FET功率管MGF-0906，第四級使用XEMOD公司的內(nèi)匹配功率模塊QPP-301F。各管子的增益、1dB壓縮點(diǎn)指標(biāo)如圖1所示，完全達(dá)到了本主功放所定指標(biāo)。第一、二、三級采用小信號S參數(shù)，利用ANSOF設(shè)計(jì)軟件進(jìn)行仿真設(shè)計(jì)，加上偏置保護(hù)電路，制板、裝配經(jīng)過適當(dāng)?shù)恼{(diào)正，使增益達(dá)到30 dB，三階交調(diào)達(dá)42 dBc。第四級由于輸出功率比較大，選用性能比較好的內(nèi)匹配管子，采用廠家提供的偏置保護(hù)電路。最后四級總增益為40 dB，實(shí)測的三階交調(diào)為41dBc。輸入2 mW雙頻信號2 140±1 MHz，用頻譜儀測得圖形如圖2。��

三、前饋法的電路設(shè)計(jì)和調(diào)試方法
　　用功率回退法設(shè)計(jì)的主功放，由于功率利用率低，同時當(dāng)功率回退到一定程度，即IM3達(dá)到-40 dBc左右時，繼續(xù)回退不能再改善其線性度，因此必須采用其他方法來提高線性度。
　　通過與預(yù)失真法相比較，采用前饋法是提高本功放線性度較有效的方法。下面介紹前饋法的電路設(shè)計(jì)和調(diào)試方法。前饋法的電路原理框圖［2，3］和頻譜圖如圖3所示。��

　　圖中環(huán)路1稱為信號抵消環(huán)，環(huán)路2為誤差抵消環(huán)。根據(jù)圖中的頻譜圖，可以看出信號抵消環(huán)的作用是抵消了主信號而輸出了誤差信號,而誤差抵消環(huán)的作用是抵消誤差信號，因而提高了主功率放大器的線性度。
　　為了進(jìn)行正確的電路設(shè)計(jì)和尋找調(diào)試依據(jù)，對環(huán)路1和環(huán)路2在理想情況下抵消效果分析是必要的［4］。
　　設(shè)輸入信號為Vin(t)，采用二等分功率分配器將信號平分為2部分，則主功率放大器的輸出信號為
　
其中g(shù)M、τM為主功率放大器的增益與時延, Vd(t)為主功放引入的非線性失真信號。主功放輸出信號經(jīng)過耦合器1后達(dá)到相減器的信號為
　
其中l(wèi)1和τ1分別為功分器到相減器的損耗和時延。
　　相減結(jié)果為
　
　　若要實(shí)現(xiàn)原始信號完全抵消，只留誤差信號，即Verr(t)=c1Vd(t)，必須滿足以下條件：
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即要求上下信道延時相同，主功放的增益和耦合器的耦合度與下面信道的衰減相同。
　　同理可分析第二環(huán)路，得到總的輸出信號為
　
其中g(shù)E、τE為誤差放大器的增益和時延，τ2、l2為上面支路的損耗和時延，α1為耦合器1的損耗,c2為耦合器2的耦合系數(shù)。
　　根據(jù)理論分析，可得到設(shè)計(jì)前饋功放系統(tǒng)框圖和各部件的指標(biāo)如圖4所示。��

　　調(diào)試是本系統(tǒng)的繁復(fù)但又必要的工作，調(diào)試方法的正確與否，影響了調(diào)試時間的長短和對功放線性度的改善程度。先是對第一環(huán)路進(jìn)行信號抵消的調(diào)試。在系統(tǒng)輸入端加入2 mW功率的2 140±1 MHz的雙頻信號，反復(fù)調(diào)節(jié)上下環(huán)路的電長度和移相衰減器，最后到達(dá)相減器的輸出波形圖如圖5所示。
　　從圖中看出主信號的抵消效果比理想情況差，分析原因有如下2點(diǎn)：
　　（1） 環(huán)路的上下通道衰減不可能調(diào)至理想的一致：
　　（2） 理論分析是在單頻下進(jìn)行，實(shí)際調(diào)試時必須采用雙頻信號，這就導(dǎo)致了某一頻率完全抵消，另一頻率抵消效果差，兼顧兩頻率時相位不可能達(dá)到與理想一致。��

　　在第二抵消環(huán)即誤差抵消環(huán)中，誤差放大器的線性度將影響誤差信號的抵消效果，即誤差放大器既要達(dá)到一定的增益要求，又不產(chǎn)生新的失真信號。
　　由于前饋方案中，兩定向耦合器的耦合度為18 dB，功率合成器的衰減為3 dB，第一環(huán)路衰減器的衰減器量為22 dB,所以誤差放大器的總增益為：18+22+3+18=61 dB。為達(dá)到高的線性度，我們采用功率回退法設(shè)計(jì)此放大器［5］。分兩單元來實(shí)現(xiàn)，第一單元為低噪聲放大器，用兩級Agilent公司的HBFP-0420三極晶體管，總增益為30 dB，Pout（1 dB）為12 dBm。第二單元采用主功放的前三級來實(shí)現(xiàn)功率放大。根據(jù)理論分析和實(shí)測，本放大器在輸出18 dBm時的三階交調(diào)達(dá)52 dBc以上，滿足系統(tǒng)的要求。第二環(huán)的調(diào)試與第一環(huán)相似。反復(fù)調(diào)整上下兩通道的電長度，調(diào)節(jié)移相器和可調(diào)衰減器，再配合第一環(huán)移相器和可調(diào)衰減器的微調(diào)，以達(dá)到誤差信號的充分抵消，最后得到系統(tǒng)的輸出頻譜如圖6。��

四、結(jié)論
　　經(jīng)過精心的設(shè)計(jì)和調(diào)試，2.14 GHz高線性功率放大器達(dá)到了在輸出功率10 W情況下，三階交調(diào)系數(shù)優(yōu)于51 dBc。利用功率回退法設(shè)計(jì)的主功放三階交調(diào)系數(shù)為41 dBc,而利用簡單的雙環(huán)抵消前饋法使主功放的三階交調(diào)系數(shù)改善了10 dBc以上，說明了此方案的設(shè)計(jì)和調(diào)試是成功的。此方法也為采用多種措施提高微波功率放大器線性度提供了實(shí)踐經(jīng)驗(yàn)。